車規(guī)級CAN總線外圍電路設計方案

電子設計聯(lián)盟

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' V7 o. W0 v0 r# q( [0 W共模電感
; b% m+ c9 ?( f6 ^7 `5 ?8 u$ g共模電感獨具特性，它在共模信號下呈現(xiàn)高阻抗，而在差模信號下則表現(xiàn)為低阻抗。這一特性使其在抑制共模噪聲干擾方面表現(xiàn)出色。在汽車CAN網(wǎng)絡中，共模電感的應用對于提升系統(tǒng)的emc性能起到了關鍵作用。它不僅能有效濾除系統(tǒng)通過CAN總線自身發(fā)射的干擾噪聲，降低對其他系統(tǒng)的潛在影響，還能抑制其他系統(tǒng)產(chǎn)生的干擾噪聲對CAN總線通信的干擾，確保通信的穩(wěn)定與可靠。

如下圖所示，展示了NOVOSENSE CAN收發(fā)器在EMI測試中的結果對比。通過對比總線加共模電感（CMC）和不加CMC的測試結果，可以明顯觀察到CMC對于抑制通過CAN總線發(fā)射出的電磁干擾具有顯著效果。
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在實際選型過程中，我們需關注CMC的多個關鍵特性，包括電感值、漏感（leakage inductance）、直流電阻（DC resistance）以及模式轉換特性（mode conversion characteristics），以確保所選CMC能夠最優(yōu)化地滿足系統(tǒng)的EMC需求。
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% f' y1 g( m6 z1.1、電感值
5 e0 }& K0 F* C' A在選取CMC電感值時，我們首要考慮的是其對總線共模噪聲的抑制能力。為了有效抑制共模噪聲，CMC在共模噪聲頻率處應具備盡可能高的電感值，從而呈現(xiàn)高阻抗狀態(tài)，阻止噪聲傳播。然而，電感值的選擇并非越大越好，過大的電感值會帶來尺寸和成本上的挑戰(zhàn)。

) c# h2 N$ J9 A( ^# \" F+ q% r綜合考慮，針對500kbps的CAN通信，推薦使用51uH電感值的CMC；而對于2Mbps的CAN FD通訊，則建議采用100uH電感值的CMC，以實現(xiàn)共模噪聲的有效抑制并兼顧尺寸與成本。

1.2、泄漏電感
6 \% e/ B1 p$ F) c( N+ Q泄漏電感，亦稱為差模電感，對差模信號具有一定的抑制效果。然而，過大的泄漏電感可能會引發(fā)CAN信號的振鈴現(xiàn)象，從而干擾CAN總線的正常通訊。與此同時，適量的泄漏電感又能有效抑制CAN總線中的差模電流，進而提升系統(tǒng)的整體EMI性能。

( k& B8 s: b) q0 M% D* x# O, _3 N因此，在權衡泄漏電感的影響時，我們應確保其既能發(fā)揮差模抑制作用，又不至于在總線信號上產(chǎn)生顯著的振鈴，確保CAN總線的正常通訊不受干擾。適度的泄漏電感對于優(yōu)化系統(tǒng)性能是有益的。
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1.3、直流電阻
5 j' @! k  x; z( x8 w6 k+ T共模電感的直流電阻對總線信號的損耗具有直接影響。隨著直流電阻的增大，總線信號的損耗也會相應增加，從而導致傳輸效率降低。因此，在確定了共模電感的電感值之后，選擇直流電阻盡可能小的CMC顯得尤為重要。
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這樣做可以有效減少總線信號的損耗，提高信號傳輸效率，確保CAN總線通信的穩(wěn)定性和可靠性。
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8 f9 a% M+ _8 J8 a; {/ ^' m1.4、CMC的模式轉換特性
共模電感的模式轉換特性揭示了其上下線圈的對稱程度，這一特性通過Ssd12/Sds21參數(shù)來衡量。當Ssd12/Sds21參數(shù)的差異較大時，意味著模式轉換特性更為顯著，可能表明CMC的上下線圈存在較大的不對稱性。這種不對稱性會在CAN總線通信過程中引入額外的共模噪聲，從而降低CMC的EMI濾波效能。因此，在選擇CMC時，我們應傾向于選擇那些Ssd12/Sds21參數(shù)接近的器件，以優(yōu)化EMI性能。

如下圖所示的DLW32SH101XF2阻抗與頻率特性曲線，清晰地展示了CMC在共模噪聲頻率下的高共模阻抗Zc，這有助于有效抑制共模噪聲。同時，在CAN總線通信頻段內(nèi)，CMC保持了較低的差模阻抗Zd，確保在抑制共模噪聲的同時，不會對總線的正常通訊造成不利影響。


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在CAN網(wǎng)絡的正常通信過程中，若總線遭遇異常故障，例如短路至BAT或Vcc，CMC的存在可能導致總線上產(chǎn)生接近或超出總線耐受電壓的瞬態(tài)電壓。對于NOVOSENSE系列的CAN收發(fā)器而言，此類因總線短路而在CMC上產(chǎn)生的瞬態(tài)過壓，恰好滿足芯片總線引腳內(nèi)部ESD防護電路的啟動條件。
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因此，由CMC感生的過壓能量將通過內(nèi)部ESD防護電路得到完全泄放，確保芯片免受任何損害，從而保障了收發(fā)器的可靠性和穩(wěn)定性。
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# M) e! J& Z( {  K2 P! ]終端分立電阻
2 T1 V0 h9 c! n2 b- K$ B在包含多個節(jié)點的CAN網(wǎng)絡中，我們依靠總線將各個CAN收發(fā)器的CANH和CANL引腳連接起來以實現(xiàn)通信。通常，在首端節(jié)點和末端節(jié)點的總線上會分別并聯(lián)一個電阻，其阻值通常與總線的特征阻抗相匹配。這個電阻的主要作用包括以下幾點：
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, p  z+ k, ^% Z5 l8 \$ B7 {' U匹配總線特征阻抗，阻止信號反射，保證信號傳輸質量
CAN總線的特征阻抗通常為120Ω，而CAN收發(fā)器在隱性狀態(tài)下的總線差分輸入電阻高達數(shù)十kΩ。當發(fā)射節(jié)點的信號通過總線傳輸至接收節(jié)點時，由于阻抗不匹配，信號會發(fā)生反射，進而導致總線信號出現(xiàn)振鈴現(xiàn)象。這種振鈴不僅會影響CAN網(wǎng)絡的正常通信，還可能引起數(shù)據(jù)誤判或通信中斷。

1 R6 \$ r( g1 G0 H" I( H1 B為了解決這個問題，在接收端并聯(lián)一個與總線特征阻抗相匹配的電阻（通常為120Ω）是一個有效的解決方案。這樣做的目的是吸收信號到達接收端時多余的能量，從而避免振鈴的產(chǎn)生。通過這種方式，可以顯著提高信號的傳輸質量，確保CAN網(wǎng)絡的穩(wěn)定運行。

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2 {2 A+ x6 I, _9 i0 Q  ?# t總線負載電阻在45Ω~70Ω范圍之間，提升總線的抗干擾性能
CAN收發(fā)器的輸入差分電阻阻值高達數(shù)十kΩ，在總線隱性狀態(tài)下，這一較高的電阻值使得外部輕微的干擾能夠通過它并在總線上產(chǎn)生足夠的差分電壓，從而可能改變總線的狀態(tài)。為了避免這種情況，我們需要在總線處并聯(lián)一個阻值相對較小的電阻。

% B1 P! W6 Z5 C5 d- y' W7 w: p這個并聯(lián)電阻的作用是吸收外部干擾，防止其在總線上形成顯性差分電壓。同時，在選擇這個并聯(lián)電阻的值時，還需要考慮CAN收發(fā)器的總線輸出電壓范圍。為了確保整個系統(tǒng)的兼容性和穩(wěn)定性，這個節(jié)點的外部等效負載電阻應控制在45Ω到70Ω之間。這樣既可以有效地吸收外部干擾，又不會對CAN收發(fā)器的正常工作造成不良影響。

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加速總線信號下降沿，確�？偩�快速切入隱性狀態(tài)
總線顯隱切換的過程實質上是對寄生電容的充放電過程。當沒有并聯(lián)終端電阻時，從顯性狀態(tài)切換到隱性狀態(tài)，總線寄生電容只能通過CAN收發(fā)器內(nèi)部高達幾十kΩ的電阻進行放電。這樣的放電過程相對緩慢，導致信號下降沿不夠陡峭。在高速通訊的網(wǎng)絡環(huán)境中，這種緩慢的信號下降可能會影響CAN的正常通訊。

7 y6 h/ F/ o; q7 r, l為了解決這個問題，通過在CAN總線上并聯(lián)一個阻值較小的匹配電阻，可以顯著加速放電過程，使總線信號的下降沿更加迅速，從而實現(xiàn)總線狀態(tài)從顯性到隱性的快速切換。如圖2.5和2.6所示，對比了未加終端電阻和加上終端匹配電阻時的CAN總線波形，可以清晰地看到，加入匹配電阻后，信號下降速度明顯加快，有助于提高CAN網(wǎng)絡的通訊質量。

如下圖所示，未安裝終端匹配電阻時，總線的電平在從顯性狀態(tài)切換至隱性狀態(tài)時下降緩慢，幾乎占據(jù)了整個隱性bit位時間（通訊速率為1Mbps），這可能導致CAN通訊異常。然而，當添加了終端匹配電阻后，電平下降速度加快，總線波形更為理想。
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: F9 h6 D2 F" K# O8 T4 W( @- y為了進一步提高CAN收發(fā)器的EMC性能，我們建議采用將單個終端匹配電阻分成兩個相等電阻串聯(lián)的方式，并在中間節(jié)點通過電容連接至GND。這種連接方式不僅為總線上的共模干擾提供了額外的路徑，有效降低了總線共模噪聲的影響，而且還構成了一個RC低通濾波器，能夠濾除一些高頻噪聲干擾。對于位于CAN網(wǎng)絡中的某些中間節(jié)點，也可以采用這種端接電阻方法，以進一步提升信號質量。


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7 ]: D. J$ J5 O$ l# {6 S* b- I如下圖所示，中間節(jié)點終端電阻阻值應滿足使得整個CAN 網(wǎng)絡的總線電阻在45Ω-70Ω之間。

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4 n1 C( I4 h1 `例如在一個11節(jié)點的 CAN 網(wǎng)絡中，RT取124Ω，若總線負載等效電阻值取50Ω，則根據(jù)以下公式，可以近似計算得到RS阻值約為2.3kΩ，則RS/2為1.15kΩ。同時為了保持CANH和CANL兩條路徑的對稱，避 免產(chǎn)生新的共模噪聲，應選擇精度比較高的電阻，盡可能使得阻值一致。


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4 |2 v$ R$ ]6 f7 n' m( z4 q總線電容
為了提升CAN總線的EMC性能，除了在總線上加裝CMC和采用分立終端匹配電阻的方法外，還可以分別在CANH和CANL上添加對地電容。這種方法能夠有效濾除總線上的高頻噪聲，從而在一定程度上提高CAN總線的EMC性能。
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7 g: g/ S6 ~3 R; |7 |- A. z然而，在選擇對地電容值時，需要綜合考慮多種因素。如果電容值過大，可能會導致總線信號衰減，上升和下降時間延長，縮短bit時間，從而影響總線的正常通訊。此外，對地電容容值與信號源的阻抗所組成的RC低通濾波器的截止頻率應高于CAN總線的通訊速率，以確保CAN總線的正常通訊。

因此，在選擇合適的對地電容時，需要綜合考慮總線長度、節(jié)點數(shù)量、通訊速率等因素。通常情況下，對于2Mbps的CANFD通訊，建議總線對地電容不超過100pF。
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6 w" C* e1 ?- d$ @ESD保護二極管
在汽車或工業(yè)應用中，對于具有外部連接接口的系統(tǒng)，安裝和維護過程中可能積累過量的電荷。這些電荷通過接口線纜流入模塊，其放電能量可能高達數(shù)十千伏。在這種情況下，位于接口端的接口芯片會受到嚴重損害，可能導致系統(tǒng)無法正常工作。因此，保護接口收發(fā)器免受ESD（靜電放電）影響對于系統(tǒng)應用至關重要。
盡管CAN收發(fā)器芯片內(nèi)部已設計有相關的ESD保護電路，但由于受限于芯片尺寸，總線端的ESD防護能力通常不足以應對某些環(huán)境下的ESD沖擊。因此，需要使用外部ESD保護二極管來增強系統(tǒng)端的ESD防護能力。瞬態(tài)電壓抑制（TVS）二極管是一種常用于外部ESD防護的器件。
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9 P1 w0 z! }3 c# f& [+ D對于 TVS 管的選取，除了要考慮其瞬時響應特性，能快速泄放瞬間大能量，我們還應注意以下幾個參數(shù)：

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. P* }5 Z+ w. `; U1 R7 [6 U反向關斷電壓（VRWM）
9 `, i6 L* z; l1 E( u; H$ r; U反向關斷電壓參數(shù)反映了TVS管在非導通狀態(tài)下的最大承受電壓。在CAN總線正常運行時，TVS管應保持截止狀態(tài)。一旦CAN總線遭遇異常過壓，達到TVS管的擊穿電壓，TVS管便會迅速從高阻態(tài)切換到低阻態(tài)，將總線上的瞬時過流引導至地，從而保護CAN收發(fā)器和總線。因此，為確保CAN總線的正常通訊不受影響，TVS管的反向關斷電壓必須高于CAN總線的正常工作電壓。通常情況下，TVS管的反向關斷電壓應高于CAN收發(fā)器總線的共模電壓工作范圍。


2 E: [, e* [5 f# M# h3 a擊穿電壓(VBR)
V_BR 表征 TVS 管通過一定電流時的兩端電壓，在這個電壓下，TVS 管呈現(xiàn)低阻抗特性。一般情況下 V_BR 會略高于 V_RWMo。
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! v/ e) D$ p6 I0 L$ o! A 鉗位電壓(VCL)
V_CL表示在峰值脈沖電流下TVS管能夠達到的最大鉗位電壓值。對于CAN總線系統(tǒng)來說，確保TVS管的VCL值低于CAN總線的絕對最大額定電壓（AMR）是至關重要的，以避免對CAN收發(fā)器造成潛在損害。


峰值脈沖功率(P_PP)
: U9 U  N. j% ?# e) _1 y峰值脈沖功率為峰值脈沖電流與鉗位電壓Va的乘積，Pp越大，在給定最大鉗位電壓條件下，TVS管的瞬態(tài)浪涌電流吸收能力越大，TVS管的ESD保護效果越好。因此，在選擇V的前提下，應選擇Pp較大的TVS管。
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$ J: M$ c4 H9 H7 j6 b電容(Cd)
3 Q: `+ s( c% S* ~( V  iCd表征在一定頻率下TVS管的寄生電容大小。在CAN總線應用中，為了確保CAN總線通訊頻率不受影響，應選擇具有較低寄生電容的TVS管，以避免對總線信號產(chǎn)生較大衰減，從而保證通信質量。
$ v: H8 W4 [  K' l2 p  m4 ~* U6 I" L
: v/ s5 K; m" j7 ATVS管應盡量放置在模塊的對外連接處，以便快速將外部能量泄放到地，提高保護效果。此外，TVS管的走線應盡可能短，以減少線路的寄生電感和阻抗影響。寄生電感可能導致VCL電壓的增加，而走線阻抗則會降低TVS管對浪涌能量的泄放能力。

8 ?# j* e9 S% z2 m' M$ ^8 w參考資料：納芯微CAN收發(fā)器節(jié)點計算與外圍電路參考設計

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